FM-Demodulationsverfahren

Im frequenzmodulierten Signal ist die niederfrequente Information in den Nulldurchgängen des hochfrequenten FM-Signals codiert. Die Demodulationsschaltung muss diese Frequenzwechsel in einen Amplitudenverlauf umwandeln können. Diese Aufgabe kann ein frequenzabhängiger Vierpol erfüllen, der optimal nur im Bereich der zu demodulierenden FM arbeitet. Zur FM-Demodulation wurden eine ganze Reihe von Schaltungen entwickelt. Die Bekanntesten werden nachfolgend beschreiben.

• Flanken- und Gegentakt-Flankendiskriminator
• Phasendiskriminatoren nach Foster-Seeley und Riegger
• Ratiodetektor oder Verhältnisdiskriminator
• Koinzidenzdemodulator
• Zähldiskriminator

Flankendemodulator / Flankendiskriminator

Der traditionelle FM-Demodulator verwendet einen Schwingkreis. Dieser wandelt das zu demodulierende FM-Signal in ein amplitudenmoduliertes Signal um, das anschließend durch ein AM-Demodulationsverfahren in die NF überführt wird. Der FM-AM-Wandler wird Diskriminator (Auswahl-, Trennschaltung) genannt und nach seiner Arbeitsweise als Flankendiskriminator bezeichnet. Der Schwingkreis sollte eine hohe Güte haben und seine Resonanzfrequenz muss ober- oder unterhalb der FM-Trägerfrequenz liegen, damit der Arbeitsbereich eine möglichst lange lineare Flanke nutzen kann. Die FM-Trägerfrequenz wird auf die Flankenmitte gelegt.

Das Bild zeigt einen einfachen FM-Demodulator nach dem Prinzip des Flankendiskriminators. Die Resonanzfrequenz des Schwingkreises beträgt 159,155 kHz, die Bandbreite 160 Hz, das entspricht der hohen Kreisgüte von fast 1000. Der nachfolgende AM-Demodulator belastet den Schwingkreis und vermindert damit die Kreisgüte und vergrößert die Bandbreite. Der Schwingkreis ist so abgestimmt, dass die ZF-Frequenz, hier der modulierte FM-Träger, auf der Flanke bei −6 dB liegt. Die Durchgangskurve des Diskriminators zeigt, dass selbst in diesem schmalen Arbeitsbereich zwischen −3 dB bis −9 dB kein ideal geradliniger Kennlinienverlauf vorliegt. Diese Schaltung kann nur FM-Signale mit geringer Bandbreite verzerrungsarm in AM-Signale wandeln. Der nachgeschaltete AM-Demodulator erzeugt daraus das NF-Signal.

Differenzdiskriminator – Gegentaktdiskriminator

Der Flankendiskriminator wird um einen in Reihe liegenden zweiten Schwingkreis erweitert. Die Resonanzfrequenzen beider Kreise liegen entgegengesetzt um den gleichen Betrag unter- und oberhalb zur eingespeisten FM-ZF-Frequenz. Die Kreise arbeiten zueinander im Gegentakt weshalb der Differenzdiskriminator auch als Gegentakt-Flankendiskriminator bezeichnet wird. In der Summenkurve, der Diskriminatorkennlinie heben sich die Nichtlinearitäten der beiden Flanken auf. Der jetzt fast doppelt so lange und lineare Aussteuerbereich verarbeitet größere FM-Hübe und sorgt für eine höhere Dynamik. Nach der AM-Gleichrichtung führt der Ausgang das NF-Signal als Differenzspannung.

Ein Nachteil ist die Notwendigkeit eines sehr genauen Abgleichs der beiden Sekundäschwingkreise des Differenzdiskriminators. Ein Problem, das bei fast allen abgleichbaren LC-Filtern besteht, ist die nicht optimale Langzeitstabilität und Temperaturkonstanz.

Phasendiskriminator

Die Frequenzänderungen des FM-Signals werden erst in Phasenwinkeländerungen und danach in Spannungsänderungen überführt, die das demodulierte NF-Signal darstellen. Die Eingangsschaltung ist ein auf die FM-Mittenfrequenz abgestimmtes 2-Kreis-Bandpassfilter. Bei induktiver Kopplung beträgt der Phasenwinkel zwischen dem Sekundär- und Primärkreis bei Resonanz genau 90°. Der Wandler wurde von Foster und Seeley entwickelt und ist nach ihnen als Foster-Seeley-Diskriminator benannt.

Der letzte ZF-Verstärker, der die Einspeisung in den Primärkreis vornimmt, sollte ein Begrenzer-Verstärker sein. Beide Schwingkreise des Filters sind auf die ZF-Frequenz abgeglichen. Der Koppelkondensator beeinflusst die Resonanzfrequenz nicht sondern leitet das FM-Signal über die Mittelanzapfung der Sekundärspule an die HF-Drossel L3. Sie ist für niederfrequente Diodenströme ein Kurzschluss. Das induktiv in den Sekundärkreis eingekoppelte FM-Signal teilt sich aufgrund der Mittelanzapfung gegenphasig auf beide Wicklungshälften auf.

Für ein unmoduliertes FM-Trägersignal verhält sich der Sekundärkreis in Resonanz wie ein ohmscher Widerstand. Die beiden Teilspannungen über den Dioden ergeben sich aus der geometrischen Addition der halben Sekundärkreisspannung und der Spannung über der Drossel, die einen Phasenwinkel von 90° bilden. Die Kondensatoren stellen einen HF-Kurzschluss dar. Die Spannungen über den Dioden u1 und u2 sind gleich groß und laden die Siebkondensatoren auf. Die auf Schaltungsmasse bezogene Summenspannung ist das demodulierte NF-Signal und beträgt 0 V.

Oberhalb der Resonanzfrequenz verhält sich der Sekundärkreis induktiv. Bezogen auf die Spannung an der Drossel läuft der Strom i nach. Die Teilspannungen am Sekundärkreis bleiben gegenphasig und zur Mittelanzapfung bezogen gleich groß. Die geometrische Addition mit uL3 führt zu unterschiedlich großen Diodenteilspannungen. Die Siebkondensatoren werden unterschiedlich geladen. Ihre Spannungsdifferenz erzeugt eine NF-Ausgangspannung. Unterhalb der Resonanz kehren sich die Phasenlagen um. Der Sekundärkreis verhält sich mehr kapazitiv, der Strom eilt der Spannung an der Drossel vor, es entsteht ein gegenläufiges NF-Ausgangssignal.

Riegger-Kreis

Der oben beschriebene Phasendiskriminator wurde von Riegger abgewandelt. Die HF-Drossel ist als Tertiärspule L3 im Filter integriert. Zwischen ihr und der Primärkreisinduktivität L0 besteht eine feste Kopplung, während der Sekundärkreis mit L2 nur induktiv lose an den Primärkreis gekoppelt ist. Beide Kreise sind auf die ZF-Mittenfrequenz abgeglichen. Durch die feste Kopplung zwischen dem Primärkreis und L3 haben beide Spannungen frequenzunabhängig die gleiche Phasenlage, dem Wickelsinn entsprechend 0° oder 180°. Die Sekundärspannung ist aufgrund der losen Kopplung dazu um 90° phasenverschoben. Bezogen zur Mittelanzapfung bilden die beiden Teilspannungen zueinander einen Winkel von 180°.

Wie beim Phasendiskriminator nach Foster-Seeley bilden sich die Diodenspannungen aus der geometrischen Addition der Teilspannungen uL3 mit ±u/2. Je nach Verstimmung des Sekundärkreises verhält er sich induktiver oder kapazitiver und es entsteht eine Phasenverschiebung zur uL3. Die resultierenden Diodenspannungen sind ungleich und am Ausgang entsteht das demodulierte NF-Signal. In beiden Schaltungen arbeiten die Dioden parallel zueinander. Von Vorteil ist es, dass der Abgleich der Kreise auf nur eine FM-Mittenfrequenz erfolgen muss.

Ratiodetektor – Verhältnisdiskriminator

Die Ausgangsschaltung ist ein Phasendiskriminator nach Riegger. Im Ratiodetektor sind die Dioden antiparallel in Reihe geschaltet. Das NF-Signal wird an einem zusätzlichen Widerstand zwischen beiden Dioden gegen Masse abgegriffen. Ein Elko am Ausgang parallel zu den Arbeitswiderständen dient der Störaustastung und erzeugt eine Regelspannung. Dieser Ratioelko ist zur Demodulation der FM nicht notwendig. Die Schaltung zeigt den symmetrischen Ratiodetektor.

Das Entstehen des NF-Signals erklärt sich aus der Stromsumme, die am Widerstand R3 zur NF-Spannung führt. Für die momentan eingezeichnete Polarität der Teilspannungen am Sekundärkreis fließt durch die obere Diode ein positiver und durch die untere Diode ein negativer Gleichrichtstrom. Außerhalb der FM-Mittenfrequenz sind die Ströme unterschiedlich groß und am Widerstand R3 kann die demodulierte FM gemessen werden.

Die Arbeitsweise des neu hinzugekommenen Ratioelkos Cratio lässt sich wie folgt beschreiben. Die Spannung über dem Ratioelko ergibt sich aus der Summe beider gleichgerichteten Spitzenwerte der HF-Teilspannungen des Sekundärkreises. Sie ist somit ein Maß für die Empfangsfeldstärke des FM-modulierten Senders oder der in den Primärkreis eingespeisten Signalstärke. Die Modulation hat auf die Ladespannung keinen Einfluss, da bei einem größeren Strom durch R1 der Strom durch R2 entsprechend abnimmt. Die Ladespannung am Ratioelko wird zur Verstärkungsregelung der Vorstufen verwendet.

Ist die HF-ZF-Spannung mit einer positiven Störamplitude als AM-Komponente überlagert, so nimmt die Leitfähigkeit der oberen Diode zu und ihr differenzieller Widerstand verringert sich. Das belastet den Sekundärschwingkreis, seine Kreisdämpfung nimmt zu und die Kreisspannung ab. Der größere Strom durch die obere Diode lädt den Ratioelko positiv auf. Der abfließende Ladestrom lässt dabei auch die untere Diode leitender werden und unterstützt die Kreisdämpfung. Dieser Vorgang wirkt dem Störeinfluss entgegen und kann als Störaustastung bezeichnet werden.

Eine negative Störung wird in umgekehrter Richtung ebenso ausgeregelt. Ist der Sekundärkreis wieder störungsfrei, entlädt sich der Kondensator unter Verschiebung der Diodenarbeitspunkte in einen negativeren Bereich, bis sein ursprünglicher Ladezustand wieder hergestellt ist. Die Regelkonstante τ soll für den UKW-FM-Empfang 100 ms betragen. τ = rD · Cratio = 100 ms.

Die im Bild dargestellte Schaltungsvariante nennt sich unsymmetrischer Ratiodetektor, da die NF nicht als Brückenspannung ausgekoppelt wird. Es werden weniger Bauteile benötigt aber die AM-Störungen lassen sich nicht so gut ausregeln. Die Kondensatoren C1 und C2 arbeiten als HF-Kurzschluss. Die beiden in Reihe zu den Dioden liegenden Widerstände gleichen die differenziellen Diodenwiderstände aus und symmetrieren so die Arbeitsweise des Demodulators. Der auf den Arbeitswiderstand folgende RC-Tiefpass ist beim UKW-Rundfunkempfang für die Deemphasis zuständig.

Koinzidenzdemodulator

Ein Vorteil des Koinzidenzdemodulators ist, dass er in integrierter Schaltungstechnik aufgebaut werden kann. Das ZF-FM-Signal wird durch einen Begrenzerverstärker in ein rechteckförmiges FM-Signal uges gewandelt. Dieses Signal gelangt über einen Koppelkondensator CK auf einen Parallelschwingkreis. Der Kreis ist für die FM-Mittenfrequenz auf Spannungsmaximum abgeglichen. Die Kapazität des Koppelkondensators muss so klein sein, dass er mit dem Schwingkreis einen Hochpass bildet, sodass die Kreisspannung bei Mittenfrequenz gegenüber dem Eingangssignal um 90° phasenverschoben ist.

Die rechteckförmige Eingangsspannung wird als Schaltspannung u1 auf einen Produktmodulator gegeben. Das zweite Eingangssignal ist die Schwingkreisspannung uR. Der Produktmodulator entspricht einem nichtdigitalen UND Glied und führt einen Phasenvergleich durch. Außerhalb der Mittenfrequenz liefert der Phasenvergleich eine zur FM-Modulation proportionale Gleichspannungskomponente. Ein nachfolgender Tiefpass integriert daraus das NF-Signal.

Die folgende Schaltung stellt das Prinzip des Koinzidenzdemodulators dar. Nur wenn an beiden Eingängen gleichzeitig (koinzident, aus dem Lateinischen, zusammenfallend) ein Signal anliegt, kann ein Ausgangssignal entstehen. Das Verhalten ist einem UND Gatter ähnlich. Eine entsprechende Schaltung ist an anderer Stelle als Produktmodulator zur AM-ZM-Modulation beschrieben.

Alle Transistoren arbeiten als elektronische Schalter. Für die momentanen Polaritäten der Eingangssignale sind die Schaltzustände der Transistoren eingezeichnet. Das Eingangssignal u1 ist ein vom Begrenzerverstärker kommendes rechteckförmiges FM-Signal. Das zweite Eingangssignal ist das um 90° ± Δφ phasenverschobene FM-Signal uR vom Parallelschwingkreis.

• u1 ist positiv  -> K1 und K4 leiten; K2 und K3 sind gesperrt
• uR ist positiv  -> K5 leitet und K6 ist gesperrt; A ist negativ gegenüber B
• uR ist negativ -> V5 ist gesperrt und K6 leitet; A ist positiv gegenüber B
• u1 ist negativ -> K2 und K3 leiten; K1 und K4 sind gesperrt
• u2 ist positiv  -> K5 leitet und K6 ist gesperrt; A ist positiv gegenüber B
• u2 ist negativ -> K5 ist gesperrt und K6 leitet; A ist negativ gegenüber B

Das Diagramm zeigt für die unterschiedlichen Schaltzustände das Entstehen des Ausgangssignals zwischen A und B. Bei der FM-Mittenfrequenz beträgt der Phasenwinkel zwischen beiden Eingangsspannungen 90°. Die Eingangsspannungen u1 und uR sind im Zeitabschnitt t1 bis t2 positiv. Die Schaltzustände der Transistoren bewirken, dass der Ausgang A gegenüber B negativ bleibt.

Im Zeitabschnitt t2 bis t3 wechselt nur die Polarität von uR. Die Transistoren werden so umgeschaltet, dass jetzt A gegenüber B positiver bleibt. Für den Zeitabschnitt t3 bis t4 wechselt das Eingangssignal u1 die Polarität, während uR negativ bleibt. Die Ausgangspolarität A gegenüber B wechselt ins Negative.

Für den letzten Zeitabschnitt t4 bis t5 bleibt die Eingangspolarität für u1 negativ aber uR wird positiv. Die Ausgangspolarität wechselt erneut und A ist positiv gegenüber B. Integriert man mit einem Tiefpass die Spannungs-Zeitflächen über eine Periode von t1 bis t5, so heben sich positive und negative Anteile vollständig auf. Die Spannungssumme beträgt 0 V.

Bei einem Phasenwinkel φ > 90° zeigt das Diagramm ebenso abschnittsweise konstruiert, dass jetzt die Spannungszeitflächen im Positiven größer sind. Die Integration über eine Periode führt zu einer positiven Ausgangsspannung zwischen A und B. Für den Phasenwinkel φ < 90° kehren sich die Verhältnisse entsprechend um und erzeugen am Ausgang eine negative Summenspannung.

Die Veränderungen der Phasenwinkel werden vom modulierenden NF-Signal bestimmt. Der dem Produktmodulator nachgeschaltete Tiefpass integriert die sich stetig ändernden Spannungs-Zeitflächen zum ursprünglichen NF-Signal.

Zähldiskriminator

Der Grundgedanke ist die Auf- und Entladung eines Kondensators durch einen konstanten Strom. Der Umladestrom für C ist von der Frequenz abhängig. Die Frequenzänderungen des FM-Signals können somit in Stromflussänderungen umgewandelt werden. Am Arbeitswiderstand ergeben sich proportionale Spannungsänderungen. Die Schaltung wird Zähldiskriminator genannt und kann integriert aufgebaut werden. Das Schaltungskonzept wurde oft zur Tondemodulation in Analogfernsehgeräten eingesetzt.

Das FM-Signal kann auf eine tiefere ZF herabgemischt werden und wird durch einen vorgeschalteten Begrenzerverstärker in ein rechteckförmiges FM-Signal gewandelt. Der Hochpass am Eingang des Zähldiskriminators differenziert das FM-Signal. Die positiven Signalspitzen werden von der Diode auf 0,7 V Durchlassspannung begrenzt. Die negativen nadelförmigen Impulse bei (I) steuern eine Transistor-Schaltstufe in Basisschaltung. Der Kondensator C1 wird über den Emitterwiderstand geladen, wodurch der Transistor gesperrt wird. An seinem Arbeitswiderstand bilden sich Rechtecke (II) mit variablen Puls-Pausezeiten. Dieser Signalverlauf ist bei (II) nur ohne angeschlossenen Ladekondensator C2 messbar.

Der Tiefpass zählt und integriert die Impulse. Die Spannungszeitflächen werden symmetrisch zu einer Bezugsspannung dargestellt, die sich für die FM-Mittenfrequenz einstellt. Die Spannungsänderungen an C2 entsprechen dem NF-Signal und werden anschließend weiter verstärkt.