Informations- und Kommunikationstechnik

Quasikomplementärendstufe

Die Bezeichnung Quasikomplementärendstufe kam nach der Entwicklung der Siliziumhalbleitertechnik auf. Im Gegensatz zur Vakuumröhrentechnik, die keine komplementären Typen kennt, stehen npn- und pnp-Transistortypen und deren Paarungen zum Schaltungsaufbau zur Verfügung. Die ersten Transistortypen basierten auf Germanium als Halbleitermaterial. Auch dort gibt es beide Leitertypen, wobei die npn-Ge-Transistoren überwiegen. In Endstufen wurden meistens npn-Ge-Transistoren verwendet.

Viele transistorisierte Leistungsendstufen sind als Komplementärverstärker aufgebaut. Bei diesem Schaltungskonzept werden npn- und pnp-Transistoren mit möglichst identischen Bauteilparametern und Kennlinien benötigt. Diese Paarungen lassen sich wegen der unterschiedlichen Halbleitertypen nicht so oft finden. Nebenbei zeigt die Praxis, dass im Fehlerfall fast immer der pnp-Halbleiter betroffen ist. Der besondere Vorteil dieser Schaltungsart ist, dass der npn- und pnp-Endstufentransistor in der gleichen Grundschaltung arbeitet.

Stehen keine passenden npn-/pnp-Paare zur Verfügung, so kann eine Endstufe auch mit gleichartigen Transistortypen aufgebaut werden. Der pnp-Endstufentransistor ist durch eine Komplementärschaltung ersetzbar. Sie besteht aus je einem einzelnen pnp-Eingangs- und npn-Ausgangstransistor und wird Komplementärdarlingtonstufe genannt. Die beiden Leistungstransistoren sind dann gleichen Typs, die von einer komplementären Vorstufe angesteuert werden. Dieses Schaltungskonzept wird als quasikomplementär bezeichnet.

Der Komplementärdarlingtontransistor kann durch eine Phasenumkehrstufe ersetzt werden. Sie steuert die Endstufentransistoren gleichen Leitungstyps an. Dieses Schaltungskonzept entspricht dann einer Seriengegentaktendstufe im AB-Betrieb mit Phasenumkehrstufe oder Treiberübertrager. In der Vakuumröhrentechnik ist diese Variante als Kaskodeschaltung bekannt. Die Endverstärkergruppen arbeiten in verschiedenen Grundschaltungen mit unterschiedlichen Eigenschaften.

Quasikomplementär mit Phasenumkehrstufe

Die folgenden Prinzipschaltungen werden mit nur einer Betriebsspannung versorgt, könnten aber auch für ein symmetrisches Netzteil mit zwei Betriebsspannungen ausgelegt werden.

Die Phasenumkehrstufe oder Split-Load-Schaltung mit dem Transistor K1 ist so berechnet, dass die Signalamplituden am Kollektor und Emitter gleich sind, wobei keine Spannungsverstärkung entsteht. Mit der positiven Halbwelle des Eingangssignals wird der Endstufentransistor Q1 gesperrt und Q2 leitend gesteuert. Während dieser Phase wirkt der Auskoppelkondensator als Spannungsquelle für Q2. Der Signalstrom durchfließt den Lastwiderstand und am Ausgang ist das Signal zum Eingangssignal invertiert.

Während der negativen Halbwelle am Eingang wird vom leitenden Ausgangstransistor Q1 der Kondensator aus der Betriebsspannung U nachgeladen. Der Signalstrom fließt über den Lastwiderstand nach Masse, sodass auch jetzt das Ausgangssignal invertiert zum Eingangssignal ist.

Der Auskoppelkondensator muss ein Elektrolytkondensator großer Kapazität sein, um in der Sperrphase von Q1 mit seiner gespeicherten Ladung den erforderlichen Strom für Q2 bereitzustellen. Der Kondensator bildet mit dem Lastwiderstand einen Hochpass und beeinflussen die untere Grenzfrequenz des Verstärkers. Sie liegt umso niedriger, je größer die Kapazität des Kondensators ist. Durch dieses Schaltungskonzept eignet sich die Endstufe nicht als Gleichstromverstärker.

Quasikomplementär mit Komplementärtreiberstufe

Die aus Einzeltransistoren aufgebaute Darlingtonstufe mit K1 und Q1 und die Komplementärdarlingtonstufe mit K2 und Q2 ergibt eine Endstufe mit zwei gleichen npn-Transistoren. Die Vorstufe mit K1 und K2 ist komplementär und steuert die Endstufentransistoren Q1 und Q2 gegenphasig an.

Die positive Halbwelle des Eingangssignals erzeugt ein dazu gleichphasiges Signal an R1. Dadurch wird Q1 leitend, während K2 und Q2 gesperrt bleiben. Der Signalstrom fließt über den Auskoppelkondensator durch den Lastwiderstand. Gleichzeitig kann sich der Kondensator auf die Betriebsspannung aufladen.

Die negative Signalhalbwelle sperrt K1 und damit Q1, lässt hingegen K2 und Q2 leitend werden. Die im Kondensator gespeicherte Ladung hält den Stromfluss aufrecht. Diese Endstufe liefert ebenfalls nur die Stromverstärkung. Die Ansteuerung erfolgt von einer nicht gezeichneten Eingangsstufe mit Spannungsverstärkung.

Die dargestellte Prinzipschaltung entspricht einem Class-B Verstärker. Für den AB-Betrieb sind im einfachsten Fall drei Dioden zur Vorspannungserzeugung für die Basis-Emitterstrecken der Transistoren K1, Q1 und K2 notwendig. Der Endstufentransistor Q2 erhält seinen Arbeitspunkt von der sich einstellenden Gleichspannung an R2. Die Schaltung arbeitet nicht vollkommen symmetrisch und bedarf zur Korrektur einer besonderen Signalgegenkopplung. In der nachfolgenden Schaltungsanalyse wird dieses Schaltungskonzept ausführlich beschrieben.

Schaltungsanalyse einer Quasikomplementärendstufe

Die in der Heimelektronik angewendete Schaltung zeigt einen 20 Watt HiFi Verstärker mit 2 npn-Endstufentransistoren. Es liegt das Schaltungskonzept einer Quasikomplementärendstufe vor. Da die Energieversorgung unsymmetrisch mit nur einer Betriebsspannung von +40 Volt erfolgt ist ein Ausgangselko großer Kapazität notwendig. Er dient als Hilfsspannungsquelle für den unteren Endstufentransistor und zur galvanischen Entkopplung des Lautsprechers. Das Schaltungsverhalten konnte in wichtigen Punkten mittels eines Simulationsprogramms untersucht werden. Die theoretische Analyse ließ sich somit durch Messwerte ergänzen.

20W Endstufe

DC-Analyse und Arbeitspunktbetrachtungen

Die Mittenspannung am Auskoppelelko dient als Betriebsspannung des pnp-Vorstufentransistors K1, während die Basisspannung zur Arbeitspunkteinstellung aus der 40 V Betriebsspannung gewonnen wird. Dieses Schaltungskonzept wirkt einer Übersteuerung der Endstufe entgegen. Bei besonders großen Ausgangströmen verringert sich die Mittenspannung. In diesem Fall wird auch die Basis-Emitterspannung der Vorstufe kleiner und ihre Verstärkung nimmt ab. Die Basisspannung wird durch den 47 μF Kondensator im Basisspannungsteiler gepuffert. Kurzzeitige Belastungsschwankungen der Betriebsspannung bei hoher Stromabnahme beeinflussen somit nicht den Arbeitspunkt von K1.

Die Vorstufe arbeitet in der Emittergrundschaltung und hat mit dem 3,3 kΩ Emitterwiderstand eine große Stromgegenkopplung zur Verhinderung der thermischen Drift ihres Arbeitspunkts. Die gute Arbeitspunktstabilisierung der Vorstufe ist notwendig, da sie galvanisch mit dem npn-Treibertransistor K3 gekoppelt ist, und so jede Drift an diesen weitergeben würde. Der Arbeitswiderstand der Vorstufe ist der 1,2 kΩ Kollektorwiderstand. An ihm ist das zum NF-Eingangssignal um 180° invertierte Ausgangssignal messbar mit dem der Treibertransistor angesteuert wird. Er arbeitet ebenfalls in der Emittergrundschaltung, wird von der Betriebsspannung +40 Volt versorgt und besitzt keine eigene Arbeitspunktstabilisierung.

Zur Endstufe gehören die 4 Transistoren K6, K7 Q1und Q2, die paarweise eine Darlingtonschaltung bilden. Der obere Zweig mit K6 und Q1 ist eine normale Darlingtonschaltung. Der untere Zweig mit K7 und Q2 ist eine komplementäre Darlingtonstufe. Die eigentlichen Leistungstransistoren sind vom gleichen npn-Leitungstyp. Die Endstufe kann daher als quasikomplementäre Endstufe bezeichnet werden. In den Darlingtonstufen arbeiten K6 und K7 schon invers zueinander, sodass zur Ansteuerung keine zusätzliche Phasenumkehr notwendig ist.

Vorspannungserzeugung für die Endstufentransistoren

Aus der Angabe für einen Ruhestrom von 20 mA ist abzuleiten, dass es ein Class-AB Verstärker ist. Zur Arbeitspunkteinstellung werden für die Transistoren K6, Q1 und K7 möglichst stabile Basis-Emitterspannungen von insgesamt um 2,1 V benötigt. Die Vorspannung entspricht der Kollektor-Emitterspannung des Transistors K2. Zur Spannungserzeugung (gelb markiert) wird mithilfe des Ruhestrompotis an K2 über den Abgriff des 1 kΩ Potis und dem 820 Ω Widerstand die entsprechende UBE eingestellt. Die daraus resultierende UCE ist die Vorspannung der Endstufe. In der Simulation wurden 2,06 V gemessen.

Die niederohmige Kollektor-Emitterstrecke von K2 liegt parallel zur Reihenschaltung aus 1,5 kΩ, dem 1 kΩ Poti und 820 Ω. Die drei Basisteilerwiderstände haben somit keinen nennenswerten Einfluss auf das vom Treibertransistor verstärkte Signal. Der Arbeitswiderstand des Treibers K3 ist die Reihenschaltung der beiden oberen Widerstände 270 Ω und 1,8 kΩ, womit sich eine symmetrische Signalansteuerung der Endstufe ergibt. Nach dem Einstellen des Ruhestroms konnte für K2 ein Emittergleichstrom von 8,15 mA gemessen werden. Der daraus errechenbare Widerstandswert der Kollektor-Emitterstrecke ist mit 253 Ω so niederohmig, dass eine symmetrische Signalansteuerung der Endstufe gewährleistet ist.

Die Vorspannung der Endstufe ist durch einen Regelkreis stabilisiert. Sollte das Kollektorpotenzial von K2 kleiner werden, so verringert sich auch die Basis-Emitterspannung dieses Transistors. Er wird weniger leitend und hochohmiger. Da er mit der Betriebsspannung verbunden ist, nimmt die Spannung über K2 zu. Würde das Kollektorpotenzial dagegen größer werden, so nimmt die Basis-Emitterspannung zu. K2 wird niederohmiger und die Spannung der Kollektor-Emitterstrecke kleiner.

Der Transistor K2 ist im thermischen Kontakt zur Endstufe montiert und stabilisiert so auch deren Arbeitspunkt gegen eine Temperaturdrift. Erwärmt sich die Endstufe, so wird K2 wegen seiner Heißleitereigenschaft insgesamt niederohmig. Die Vorspannung der Endstufe wird kleiner, wodurch sich ihre Basisströme verringern. Die Endstufe zieht weniger Kollektorstrom, die Leistung nimmt ab und sie kühlt sich ab.

Eine Schutzschaltung

Die Transistoren K4 und K5 mit ihren Basisspannungsteilern (grau markiert) sind als Schutzschaltung gedacht. Sie sollen die Endstufe vor zu hohem Gleichstrom schützen. Im normalen Betrieb sind die beiden Transistoren gesperrt. Die Emitterpotenziale entsprechen der Mittenspannung von rd. 20 V. Die Basisanschlüsse liegen an einstellbaren Spannungsteilern, die von der Vorspannungserzeugung des Ruhestromtransistors versorgt werden. Dabei ist die Basis von K4 negativer als sein Emitter, während die Basis von K5 positiver als sein Emitter ist. Die Ansprechschwelle wird durch das Poti eingestellt. Wie zu erkennen ist, sind bei der vorgegebenen symmetrischen Bauteildimensionierung die Spannungsverhältnisse sehr unterschiedlich. Die Simulation ergab −680 mV für den Basisspannungsteiler K4, während für K5 mit +1,3 V die doppelte Spannung gemessen wurde.

Wird im oberen Endstufenzweig der Strom zu hoch, dann nimmt die Mittenspannung zu und K5 wird leitend gesteuert. Damit verliert der komplementäre Darlingtontransistor seinen Arbeitspunkt und geht in den Sperrzustand. Die Verbindung nach Masse wird hochohmig und stromlos. Die Darlingtonstufe im oberen Zweig leitet infolge der Stromgegenkopplung über ihre Emitterwiderstände selbst weniger. Fließt im unteren Zweig zu viel Strom, dann sinkt die Mittenspannung ab und steuert K4 leitend. Der obere Darlingtontransistor verliert seinen Arbeitspunkt. Er wird gesperrt und unterbricht hochohmig die Verbindung zur Betriebsspannung. Diese Arbeitsweise konnte im Simulationsprogramm bestätigt werden.

Das dynamische Verhalten, die Analyse des Signalwegs

Diagramm der Steuersignale

Der Signalweg ist im Schaltplan blau nachgezogen. Das NF-Signal wird über einen 1 μF Kondensator zur Basis des Vorstufentransistors (hellblaue Kurve) zugeführt und gelangt vom Kollektor K1 direkt an die Basis des Treibertransistors K3 (blaue Kurve). Der Emitter der Vorstufe liegt mit dem Emitterkondensator und dem 22 Ω Widerstand bezogen auf das Signal an Masse. Es ist folglich nur eine geringe Stromgegenkopplung wirksam. Der Treiber ist für die Spannungsverstärkung zuständig und gibt das verstärke Signal über die niederohmige Kollektor-Emitterstrecke von K2 an die Basis der Endstufenkombination weiter. Das Diagramm zeigt das Ergebnis für Vollaussteuerung und wurde mit AC-Kopplung gemessen.

Die folgenden Diagramme zeigen die vom Treiber verstärkte Signalspannung, die von der Kollektor-Emitterstrecke jeweils einen Endstufenzweig ansteuert sowie rechts das Ausgangssignal am Lautsprecher. Die Diagramme zeigen das Ergebnis bei Vollaussteuerung und sind mit AC-Kopplung gemessen.

Diagramme der Endstufensignale

Die Amplituden an den Basisvorwiderständen der Messpunkte I und II sind gleich. Das zeigt, dass die Kollektor-Emitterstrecke von K2 niederohmig ist und die symmetrische Ansteuerung nicht beeinflusst. Die Amplitude des Ausgangssignals ist um gemessene 2,5 V geringer. Die Endstufentransistoren, beide in Kollektorschaltung sind ausschließlich für die Stromverstärkung zuständig. Durch den Emitterwiderstand von 0,39 Ω bleibt die Spannungsverstärkung deutlich unter 1.

Die Schutzschaltung bei Signalansteuerung:

Die Schutzschaltung mit den Transistoren K4 und K5 sollte bis zur Vollaussteuerung nicht durch die Signalamplitude beeinflusst werden. An den beiden Enden der Basisspannungsteiler (Messpunkt I und II gegen die Emitter) tritt das Signal gleichphasig auf, wobei das Ausgangssignal etwas kleiner ist. Bei abgeklemmter Schutzschaltung konnte im Simulationsprogramm im Signalmaximum der Differenzwert ermittelt werden. Er erreichte bei Vollaussteuerung um 2,5 V und war für kleinere Eingangssignale des Verstärkers niedriger. Diese Spannung verringert die DC-Vorspannung, mit der die Transistoren gesperrt gehalten werden.

Die Simulation kam mit der Schutzschaltung bei anliegendem Signal aufgrund dieser Messwerte und der nicht ausgleichbaren unsymmetrischen Sperrspannungen der beiden Transistoren nicht klar und wurde zur weiteren Signalanalyse abgetrennt.

Der Signalstrom in der Leistungsstufe:

Die Transistoren K6 und K7 erzeugen die Phasendrehung des Steuersignals für die vom Typ gleichen Endstufentransistoren. Sie stellen eine Komplementärstufe dar. Mit den eigentlichen Leistungstransistoren bilden sie Darlingtonschaltungen mit der Eigenschaft einer sehr hohen Stromverstärkung. Leitet der obere Zweig, so wird der Auskoppelelko auf die halbe Betriebsspannung nachladen. Der Signalstrom fließt von der Betriebsspannung durch den Transistor Q1 über den Kondensator durch den Lautsprecher nach Masse. Ist bei negativer Signalhalbwelle der obere Zweig gesperrt, dann leitet die untere Stufe. Der Kondensator als Betriebsspannungsquelle entlädt sich durch den Transistor Q2 über Masse und dem Lautsprecher mit einem im Lautsprecher gegenläufigen Signalstrom.

Symmetrierung und Linearisierung des Ausgangssignals:

Im Basisspannungsteiler der Vorstufe befindet sich ein Einstellwiderstand zur Symmetrierung der Signalaussteuerung. Stellt man bei Vollaussteuerung der Endstufe auf ein unverzerrtes Kollektorsignal der Vorstufe ein, so ist das Ergebnis optimal. Wesentlich mehr Einfluss auf die Symmetrie hat der 47 μF Bootstrapkondensator. Durch das Überlagern der Betriebsspannung mit dem Ausgangssignal wirkt der 1,8 kΩ Teilarbeitswiderstand des Treibers als Konstantstromquelle. Dadurch wird bei Großsignalansteuerung auch zur positiven Signalspitze die Vollaussteuerung ohne eine vorzeitige Begrenzung möglich.

Das linke Diagramm zeigt das unverzerrte Ausgangssignal (blau) und den Spannungsverlauf im Messpunkt III (rot). Die Mischspannung ist so groß, dass auch im positiven Signalmaximum der DC-Arbeitspunkt des Transistors K6 vom Signal unabhängig bleibt. Das rechte Diagramm zeigt bei unverändertem Eingangssignal die Verhältnisse bei abgeklemmtem Bootstrapkondensator. Ein hoher Basisstrom führt zu einer höheren Spannung an den beiden Vorwiderständen 270 Ω und 1,8 kΩ. Dadurch wird die Spannung zwischen Basis und Emitter des K6 kleiner und die Aussteuerung unsymmetrisch.

Diagramme zur Bootstrapschaltung

Die Treiberstufe hat mit dem 39 pF Kondensator zwischen Kollektor und Basis eine frequenzabhängige Spannungsgegenkopplung. Sie senkt die obere Grenzfrequenz der Endstufe und verhindert damit, dass an der gekrümmten Steuerkennlinie des Transistors Modulationsprodukte aus NF und HF-Störungen in den hörbaren Bereich gelangen. Die AC-Frequenzanalyse der Simulationsmessung ergibt 1,2 MHz für die obere Grenzfrequenz. Der Wert ist sicherlich als zu hoch anzusehen. Wird der Kapazitätswert auf 390 pF erhöht, dann liegt die obere Grenzfrequenz bei (wohl sinnvolleren) 120 kHz.

Signalgegenkopplung über alles

Vom Lautsprecher gelangt über einen 1,5 kΩ Widerstand ein Teil des Signals zur Vorstufe zurück. Das gleiche Signal gelangt auch über den 3,3 kΩ Widerstand an den Emitter von K1. Auf das Signal bezogen liegen beide Widerstände parallel und bilden mit dem 22 Ω Emitterwiderstand einen Spannungsteiler, der die Signalgegenkopplung über alles bestimmt.

Für die NF-Eingangsspannung gilt uein = ust + uRE. Dabei soll uein konstant sein und ust ist die wirksame Steuerspannung für den Transistor K1. Da Eingangs- und Ausgangssignale phasengleich sind, wird die Spannungsdifferenz ust kleiner. Die damit entstandene Stromgegenkopplung minimiert Verzerrungen, die an den gekrümmten Eingangskennlinien der Transistoren entstehen.

Wie aus dem ersten Diagramm des Artikels zu erkennen ist, liefert die Vorstufe keine Spannungsverstärkung. Das Kollektorsignal von K1 ist durch diese Gegenkopplung um 27 dB gedämpft. Die Spannungsverstärkung der Endstufe entspricht recht genau dem Verhältnis aus Rückkoppelwiderstand (1,5 || 3,3) kΩ und dem wirksamen Emitterwiderstand mit 22 Ω. Sie errechnet sich zu Vu = 46,8 entsprechend 33 dB. Die Auswertung der Diagramme ergibt bei Vollaussteuerung ein Vu = 47 entsprechend 33 dB.

AC-Frequenzgang des Verstärkers

Der vom Simulationsprogramm ermittelte Gesamtklirrfaktor bei Vollaussteuerung ergab THD/K = 0,1% und entspricht den Datenblattangaben des Herstellers. Bei einem Drittel der Endleistung sinkt der Klirrfaktor auf 0,035% ab. Die untere Grenzfrequenz mit 10 Hz sollte sich näherungsweise wieder aus dem Lastwiderstand 4 Ω und dem Kapazitätswert 3300 μF des Auskoppelelkos bestimmen lassen. Die Berechnung ergibt für fgu 12 Hz. Für den Verstärker gibt der Hersteller 20 Watt Sinusausgangsleistung an. In der Simulation konnten maximal 16 V Ausgangsspitzenspannung bei unverzerrtem Sinussignal gemessen werden. Das entspricht einer Ausgangsleitung von 32 W.

Impedanzverlauf eines Breitbandlautsprecherchassis

Die Impedanz des Lautsprechers ergibt sich in guter Näherung aus der Reihenschaltung des ohmschen Widerstands des Spulendrahtes mit dem induktiven Widerstand der Schwingspule. Auf das genauere und wesentlich kompliziertere Wechselstromersatzschaltbild eines Lautsprechers wird hier nicht eingegangen. Ermittelt man den Anschlusswiderstand des Lautsprechers mit einem Ohmmeter, so entspricht die Impedanzangabe praktisch dem gemessenen ohmschen Widerstand. Die Lautsprecherimpedanz nimmt zu höheren Frequenzen nichtlinear zu. Bei der Endstufenberechnung wird dagegen vereinfacht von einer linearen, ohmsch wirkenden Lastgeraden ausgegangen.

Das folgende Diagramm zeigt für ein 30 W / 4 Ω Breitbandlautsprecherchassis die Impedanz und Induktivität in Abhängigkeit von der Frequenz. Gemessen wurden die Werte am freiliegenden Chassis ohne Box. Die Ergebnisse beruhen auf Strom- und Spannungsmessungen und anschließender Rechnung. Der ohmsche Widerstand wurde zu 3,2 Ω bestimmt. Die über dem Lautsprechermagnet bewegliche Spule verhält sich nicht nur als Lastwiderstand, sondern wirkt auch als Generator. Das ist eine Hauptursache für den nichtlinearen Kennlinienverlauf. Die hohe Induktivität der Spule wird vom Magnetkern verursacht.

Frequenzgang zur Lautsprecherimpedanz

Das Boucherot- oder Zobel-Glied:

Ein noch zu erwähnendes Korrekturglied ist die parallel zum Lautsprecher liegende Reihenschaltung mit 0,1 μF und 10 Ω. Diese Kombination heißt Zobel- oder Boucherot-Schaltung. Die im Schaltbild grün markierte Baugruppe ergibt mit der Induktivität des Lautsprechers eine Schaltung zur Parallelkompensation. In Anlehnung an das dort ausführlich berechnete Beispiel könnte man für diesen Lautsprecher im Frequenzbereich um 10 kHz einen Kompensationskondensator berechnen. In Abschätzung benötigt man für die vollständige Kompensation der 200 μH Induktivität der Spule eine Parallelkapazität um 4 μF. Sind die Audiofrequenzen niedriger, dann nimmt die Induktivität zu. Bei 2 kHz sollte der Kondensator eine Kapazität von rund 60 μF aufweisen. Die Impedanz dieses Zobelglieds errechnet sich bei 20 kHz zu 80 Ω, während die Lautsprecherkennlinie dort rund 20 Ω zeigt. Mit der gegebenen Dimensionierung des Zobelglieds ist die Linearisierung der Impedanzkennlinie des Lautsprechers nicht möglich.

Ein eigener Abschnitt befasst sich mit der Zobel- oder Boucherot-Schaltung. Dort finden sich auch Informationen über Lautsprecherleitungen und deren Eigenschaften, die vom Zobelglied beeinflussbar sein sollen. Das Filter schützt den Verstärker ganz sicher vor unerwünscht hohen Frequenzen am Ausgang. Sie könnten im Verstärker selber entstehen, wenn durch parasitäre Induktivitäten und Kapazitäten die vorhandene Rückkopplung zur Mitkopplung wird. Am Ausgang entstehen dann ohne die RC-Filterschaltung hochfrequente Schwingungen, wodurch die Endstufentransistoren in kürzester Zeit durch Überlastung zerstört werden.