Der Kleinleistungsverstärker in Emitterschaltung

Die Emitterschaltung ist eine sehr universelle Verstärkerschaltung und wird auf dieser Seite etwas ausführlicher in den folgenden Abschnitten beschrieben:

Jede aktive Baugruppe und somit jede Verstärkerschaltung benötigt eine Gleichstromversorgung. Um dynamische Eingangssignale wie Sprache oder Musik sinnvoll verstärken zu können, muss die Schaltung einen definierten, statischen Arbeitspunkt erhalten. Er wird gleichstrom-(spannungs)-mäßig nach dem ohmschen Gesetz berechnet. Der Arbeitspunkt sollte gegen äußere Einflüsse, in erster Linie Temperaturschwankungen, stabilisiert sein. Das Schaltungskonzept sollte aber auch die im Reparaturfall auftretenden unterschiedlichen Eigenschaften der Transistoren, wie Exemplarstreuungen bei gleichen Typen, ausgleichen können. Im Kapitel Der Transistorverstärker in Emitterschaltung sind die Grundlagen der Arbeitspunktstabilisierung ausführlich beschrieben worden.

Ein Kleinleistungssignalverstärker entspricht fast immer einem Class-A Verstärker. Bei der statischen Berechnung geht man davon aus, dass sein Arbeitspunkt nahe der Mitte der Arbeitsgeraden liegt. Bei Signalansteuerung ist das verstärkte Ausgangssignal dann symmetrisch zum Arbeitspunkt angeordnet. Im Kapitel Die Arbeitsweise eines Transistors im Kennlinienfeld kann anschaulich und interaktiv nachvollzogen werden, wie das Ausgangssignal durch die Lage des Arbeitspunkts beeinflussbar ist.

Die Berechnung zur Festlegung des statischen Arbeitspunktes

Es wird ein einstufiger Transistorverstärker in Emitterschaltung berechnet. Anschließend werden seine Signaleigenschaften untersucht. Die wichtigsten Eigenschaften werden messtechnisch ermittelt und theoretisch erklärt. Verwendet wird der Transistor BC 548B. Dem Datenblatt lassen sich folgende Werte entnehmen:
Ptot = 0,5 W, ICmax = 100 mA, UCE = 30 V, B um 300, Transitfrequenz = 300 MHz.

Der Verstärker soll mit einer Betriebsspannung von 30 V arbeiten. Für den Kollektor- oder Arbeitswiderstand sind 560 Ω vorgesehen. Die Arbeitspunktstabilisierung erfolgt mit einem Emitterwiderstand von 47 Ω. Für das Basispotenzial werden 2 V bei einem Querstromfaktor von m = 5 angesetzt. Die Basisstromverstärkung soll B=300 sein. Mit diesen Angaben kann die Schaltung skizziert werden und die fehlenden Bauteile lassen sich berechnen.

dimensionierte Emitterschaltung

Die Messwerte der aufgebauten Schaltung zeigen deutlich, dass man sich nicht so exakt an die Berechnung halten muss. Bei der Widerstandswahl kann statt des berechneten Werts der nächste höhere oder niedrigere Normwert verwendet werden. Der Schaltung wurde zur Signalentkopplung noch ein Eingangs- und Ausgangskondensator hinzugefügt. Es werden Elektrolytkondensatoren verwendet, da hohe Kapazitätswerte die Schaltungseigenschaften kaum beeinflussen. Bei ihrem Einbau ist auf die richtige Polung zu achten. In dieser Schaltung ist außen am Eingang nur Wechselspannung zu erwarten, somit ist der mit Plus bezeichnete Kondensatoranschluss am positiven Basispotenzial angeschlossen. Der positive Anschluss des Auskoppelkondensators weist zur Kollektorseite. Sie hat verglichen mit dem endgültigen Schaltungsausgang das positivere Potenzial.

Die kapazitive Kopplung

Bei der Verwendung von Ein- und Ausgangskondensatoren spricht man von kapazitiver Ankopplung. Dieses Verfahren hat den Vorteil, dass sich der berechnete statische Arbeitspunkt des Transistorverstärkers durch das Anschließen einer Eingangsquelle oder einer Ausgangslast nicht verändert. Die Kondensatoren sind für Gleichstrom hochohmig und der Verstärker ist nach außen hin galvanisch entkoppelt. Der Nachteil jeder kapazitiven Kopplung ist das Auftreten einer Grenzfrequenz. So kann dieser Verstärker keine Gleichspannungen und -Ströme verstärken. Es ist zu erwarten, dass die Verstärkung sehr tiefer Frequenzen ebenfalls eingeschränkt ist.

Das verstärkte Ausgangssignal kann am Kollektoranschluss des Transistors gemessen werden. Dieser Anschluss führt beim Class-A Verstärker die halbe Betriebsspannung. Das Ausgangssignal am Transistor ist daher eine Mischspannung. Die verstärke Signalspannung hat einen Gleichspannungsoffset und erst hinter dem Auskoppelkondensator steht eine zu Null symmetrische, gleichspannungsfreie Signalspannung zur Verfügung.

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Die Signalverstärkung des Emitterverstärkers

Die Signaleigenschaften eines Verstärkers können nur mithilfe definierter Testsignale untersucht werden. Bei Audioverstärkern sind Sprach- oder Musiksignale ungeeignet, auch wenn sie später gerade dafür verwendet werden. Niederfrequenz- und Audioverstärker werden mit reinen Sinussignalen getestet. Das wichtigste Testsignal im Audiobereich ist der 1 kHz Sinuston.

Die Sinus-Dauerleistung

In den Betriebsdaten eines Verstärkers gibt der Hersteller eine Anschlussimpedanz an. Sie sollte nicht unterschritten werden, damit das Gerät keinen Schaden nimmt. Der oben berechnete Transistorverstärker gibt an einen Lastwiderstand von 560 Ω seine maximale Leistung ab. Dieser Widerstandswert entspricht der Ausgangsimpedanz oder dem Innenwiderstand des Verstärkers. Die Messung der Sinusdauerleistung findet bei Vollaussteuerung und Anschluss der vorgeschriebenen Nennimpedanz statt.

Zur Messung wird an den Verstärkereingang das Audiotestsignal 1 kHz Sinus gelegt. Der Ausgang wird mit der Nennimpedanz belastet. Für die maximal mögliche Verstärkungseinstellung ist die Amplitude des Eingangssignals dann so weit zu erhöhen, bis das Ausgangssignal noch sinusförmig und unverzerrt messbar ist. Ein Audioverstärker muss diese Leistung nach der DIN Hi-Fi Messvorschrift für mindestens 10 Minuten bei einem definierten Klirrfaktor von maximal 0,7% erbringen.

Emitterschaltung mit Diagramm der Sinus-Dauerleistung

Nach dieser Messvorschrift wurde der Emitterverstärker im Simulationsprogramm untersucht. Der Gesamtklirrfaktor bei Leistungsanpassung betrug 0,53% für die Referenzfrequenz von 1 kHz. Bei Leistungsanpassung errechnet sich für diese Schaltung die effektive Sinusdauerleistung zu: P = (0,707·5,6 V)2 / 560 Ω = 28 mW. Verglichen mit der Leistungsanpassung ist die Ausgangsspannung des unbelasteten Verstärkers doppelt so hoch. Damit kann die Leerlaufverstärkung berechnet werden. Sie beträgt Vu = ua/ue = 11,2 V /  1 V = 11,2 oder 21 dB. Die Signalstrommessungen ergaben für den Basisstrom iB = 58,5 μA und den Kollektorstrom iC = 14,3 mA. Die daraus folgende Signal-Stromverstärkung beträgt β=244.

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Das Übertragungsverhalten - Frequenzgang des Verstärkers

Es gibt keinen Verstärker, der alle Frequenzen gleich gut verstärkt. Durch die Aufnahme des Amplitudenfrequenzgangs erhält man eine Aussage über die Linearität des Verstärkers und mit der oberen und unteren Grenzfrequenz die Übertragungsbandbreite. Parallel dazu kann das Phasendiagramm erstellt werden. Sind keine speziellen Messvorschriften erforderlich, so gilt für die Messung des Frequenzgangs an Niederfrequenz- und Audioverstärker die folgende Grundeinstellung:
  • Die Vollaussteuerung wird für die Normfrequenz von 1 kHz Sinussignal vorgenommen.
    Die Messungen erfolgen bei einem Eingangssignalpegel von 20 dB unter Vollaussteuerung.
  • Bei Hi-Fi Kombinationsanlagen wird nach DIN 45500 bei 10 dB unter Nennausgangsleistung
    im Frequenzbereich von 40 ... 16000 Hz gemessen.

Die Schaltungssimulation mit EWB/Multisim stellt einen Bodeplotter, eine Art Wobbelgenerator oder die AC-Frequenzanalyse zur Verfügung. Das Programm berechnet das Messergebnis für die Signalvollaussteuerung und weicht damit von der üblichen Messmethode ab. Der Verlauf des Phasendiagramms sollte nicht ungeprüft übernommen werden. Das folgende Bild zeigt den simulierten Frequenzgang und den überarbeiteten Phasengang des Transistorverstärkers.

Diagramme des Frequenz- und Phasengangs

Die Verstärkerstufe zeigt einen linearen Frequenzgang mit sehr großer Bandbreite. Man kann nachweisen, dass die obere Grenzfrequenz vom Ein- und Auskoppelkondensator unabhängig ist. Die untere Grenzfrequenz wird durch den Eingangskondensator beeinflusst. Er bildet mit dem Eingangswiderstand der Schaltung einen Hochpass. Kleinere Kapazitätswerte ergeben eine höhere untere Grenzfrequenz. Je höher der Eingangswiderstand ist, desto kleiner kann der Koppelkondensator bei gleicher Grenzfrequenz sein.

Bei der unteren Grenzfrequenz beträgt der Phasenwinkel wie erwartet φ=+45°. Errechnet man für die untere Grenzfrequenz den Blindwiderstand des Einkoppelkondensators, so lässt sich daraus der Eingangswiderstand der Transistorschaltung mit rund 3,2 kΩ ermitteln. Die Messung des Eingangswiderstands erfolgt zu einem späteren Zeitpunkt. Im Bereich der oberen Grenzfrequenz, die hier schon bei 80 MHz erreicht wird, zeigt sich Tiefpassverhalten mit φ=−45°.

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Die Wechselstromersatzschaltung des Transistorverstärkers

Im Gleichspannungsnetzteil liegt parallel zum Ausgang der Siebkondensator. Jede Gleichspannungsversorgung ist vergleichbar mit einem aufgeladenen Kondensator sehr großer Kapazität. Der Blindwiderstandswert eines 10000 μF-Kondensators, ein für gute Netzteile üblicher Wert, beträgt bei einer Signalfrequenz von 10 Hz nur 0,63 Ω und ist somit vernachlässigbar klein. Der Plus- und Minuspol der Betriebsspannung besitzt für den Wechselstrom das gleiche Potenzial, folglich kann parallel dazu keine Signalspannung gemessen werden. Die Transistorschaltung lässt sich in ein Wechselstrom Ersatzschaltbild umzeichnen. Der Ein- und Auskoppelkondensator ist ein nicht notwendiger Bestandteil der Schaltung oder wird ebenfalls als Wechselstromkurzschluss angesehen.

Wechselstromersatzschaltung

Alle Signalgrößen werden mit kleinen Buchstaben bezeichnet. Am Transistoreingang befindet sich zwischen Basis und Emitter der dynamische Eingangswiderstand rBE. Für den Transistorausgang liegt zwischen Kollektor und Emitter der dynamische Ausgangswiderstand rCE. Jede Basisstromänderung wird um den Stromverstärkungsfaktor β verstärkt. Die Ausgangsseite wird als Ersatzstromquelle mit β·iB definiert.

Ein vorhandener Emitterwiderstand wirkt sich sowohl auf den Eingang als auch auf den Ausgang in unterschiedlichem Maß aus. Dieser Widerstand wird vom Basisstrom und vom Kollektorstrom durchflossen. Auf der Ausgangsseite ist iB « iC, somit ist der Basisstromanteil vernachlässigbar. Die Widerstände rCE und RE bilden eine Reihenschaltung, wobei RE « rCE ist und meistens nicht berücksichtigt werden muss.

Auf den Eingang der Verstärkerstufe hat der Emitterwiderstand einen bedeutenden Einfluss. Er ist hier in seiner Wirkung um den Stromverstärkungsfaktor größer. Da der Basis- und Kollektorstrom gleichphasig ist, bleibt für die Steuerspannung am Transistor nur ein kleiner Teil von ue wirksam, da sie sich an der Reihenschaltung aus rBE und (1 + β)·RE aufteilt.

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Die Eingangsimpedanz der Verstärkerstufe

Am Eingang des Wechselstromersatzschaltbilds erkennt man die Parallelschaltung der beiden Widerstände des Basisspannungsteilers. Sie liegen parallel zur Reihenschaltung aus dem dynamischen Basis-Emitter-Bahnwiderstand des Transistors und dem angepassten Emitterwiderstand β·RE.

Berechnung des Eingangswiderstands

Der Stufeneingangswiderstand kann insgesamt nur mittelhoch sein. Der Basisspannungsteiler sollte möglichst hochohmig sein, damit sein Einfluss in der Parallelschaltung gering bleibt. Ohne Emitterwiderstand wäre dann der dynamische Transistor Eingangswiderstand rBE bestimmend. Eine Verkleinerung des Basisstroms erhöht seinen Widerstandswert. Die Spannungsverstärkung ist davon nachteilig betroffen, da bei kleinerem iB auch die Steuerspannung uBE abnimmt.

Weiter oben wurde aus der Hochpassschaltung bei der unteren Grenzfrequenz ein Widerstandswert von 3,2 kΩ errechnet. Mit der hergeleiteten Gleichung wird dieser Wert für die Signalverstärkung der Transistorschaltung bestätigt:

Berechnung des Eingangswiderstands

Messung nach der Methode der halben Ausgangsspannung:

Die Eingangsimpedanz der Verstärkerstufe ist messtechnisch recht einfach zu ermitteln. Man stellt mit einem 1 kHz Sinussignal am Eingang eine große unverzerrte Ausgangsspannung ein. Das unveränderte Eingangssignal wird dann über einen verstellbaren Widerstand dem Verstärker zugeführt. Der Widerstand wird solange verändert, bis das Ausgangssignal des Verstärkers den halben Wert der ersten Messung anzeigt. Arbeitet der Verstärker linear, so liegt bei halber Ausgangsspannung am Verstärkereingang jetzt die halbe Signalamplitude an. Da das Eingangssignal unverändert blieb, ist am Vorwiderstand ebenfalls die Hälfte der Eingangsspannung messbar. Spannungen und Widerstandswerte sind einander proportional. Der Vorwiderstand entspricht mit seinem Wert somit der gesuchten Eingangsimpedanz des Verstärkers. Die Skizze veranschaulicht die Messmethode zur Bestimmung eines Geräteeingangswiderstandes.

Messung der Eingangsimpedanz

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Die Ausgangsimpedanz der Verstärkerstufe

Die Kennlinien eines Transistors verlaufen im Ausgangskennlinienfeld bei konstantem Basissteuerstrom fast parallel zur Abszisse, der UCE-Achse. Aus der Steigung der Kennlinie im Arbeitsbereich kann für jeden Basisstromparameter ein Ausgangsleitwert errechnet werden. Sein Kehrwert ist der dynamische Ausgangswiderstand rCE, der bei einigen Kiloohm liegt.

Für den Ausgang wird der Transistor als Ersatzstromquelle definiert, die den Wechselstrom β·iB erzeugt. Er teilt sich in die Zweigströme der parallel liegenden Widerstände rCE, dem Arbeitswiderstand RC und einem angeschlossenen Lastwiderstand RL auf. Zum dynamischen Transistorwiderstand liegt in Reihe der Emitterwiderstand. In dieser Reihenschaltung bestimmt der hochohmige rCE den Widerstandswert und der viel kleinere RE ist vernachlässigbar. Die unbelastete Ausgangsimpedanz entspricht praktisch nur dem parallel liegenden Kollektor- oder Arbeitswiderstand.

Ersatzschaltbild zur Berechnung der Ausgangsimpedanz

Messung nach der Methode der halben Ausgangsspannung:

Als Ersatzstromquelle erzeugt der Transistor mit iC am Kollektorwiderstand die Leerlaufausgangsspannung. Wird sie durch einen parallel geschalteten einstellbaren Lastwiderstand belastet, so teilt sich der Strom in die beiden Teilströme iRC und iRL auf. Sind beide Ströme gleich groß, dann sind auch die Widerstände gleich groß. Durch RC und RL fließt der halbe Kollektorstrom. Bei dieser Belastung ist die Leerlaufspannung am Ausgang auf die Hälfte zurückgegangen. Wird der Ausgangswiderstand dieser Transistorverstärkerstufe im Simulationsprogramm nach der Methode der Halbierung der Ausgangsspannung ermittelt, so ist das Ergebnis Zaus=560 Ω, und somit gleich dem Arbeitswiderstand im Kollektorkreis.
  • Bei Leistungsverstärkern darf die Ausgangsimpedanz nicht mehr nach der Methode der halben Ausgangsspannung bestimmt werden.

Messung nach der ΔU-, ΔI-Methode

Um eine Verstärkerendstufe nicht zu überlasten, soll die vom Hersteller angegebene Anschlussimpedanz, oftmals 4 Ω, nicht unterschritten werden. Die Quellenimpedanz kann nahe Null Ohm liegen. Messtechnisch ermitteln lässt sich die Ausgangsimpedanz durch zwei Spannungsmessungen. Man bestimmt die Leerlaufspannung und anschließend die Ausgangsspannung bei Belastung im erlaubten Rahmen. Die Bestimmungsgleichung für Za zeigt die folgende Herleitung.

Bestimmungsgleichung für Z

Kennt man die Bestimmungsgleichung und deren Herleitung nicht, so misst man die Leerlaufausgangsspannung. Im Folgeschritt belastet man den Ausgang mit einem bekannten Widerstand und bestimmt erneut die nun kleinere Ausgangsspannung. Mithilfe des ohmschen Gesetzes errechnet man den Ausgangsstrom durch den Lastwiderstand. Dieser Strom fließt jetzt nicht mehr durch die parallel liegende Ausgangsimpedanz des Verstärkers. Mit der Spannungsdifferenz Δu und der Stromdifferenz Δi kann nach dem ohmschen Gesetz die Ausgangsimpedanz errechnet werden. Die folgende Messwerttabelle bestätigt die Richtigkeit der Aussagen. Die im Leerlauf gemessene Ausgangswechselspannung betrug u0 = 8,024 V.

RL 2,2 kΩ 1,0 kΩ
ua 6,402 V 5,151 V
Δu = u0 − ua 1,622 V 2,873 V
iL = Δi = ua / RL 2,910 mA 5,151 mA
Za = Δu / Δi 557,4 Ω 557,8 Ω
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Die Wechselstromverstärkung

Die Eingangswechselspannung erzeugt an der Steuerstrecke des Transistors den Basisstrom. Sofern kein Emitterwiderstand vorhanden ist, sind die Verhältnisse übersichtlich und mathematisch einfach zu lösen. Mit einem Emitterwiderstand muss der dynamische Verstärkungsfaktor β bekannt sein, da am Eingang das Produkt β·RE der wirksamere Widerstand ist. Er bestimmt mit dem in Reihe liegenden viel kleineren rBE weitgehend den Basisstrom.

Der Transistor erzeugt als Stromquelle den Ausgangswechselstrom β·iB. Dieser Strom teilt sich in die Zweigströme durch rCE, RC und RL auf. Am Gesamtwiderstand der Parallelschaltung entsteht die Ausgangsspannung. Die Verstärkung errechnet sich aus dem Verhältnis der Ausgangsgröße β·iB zur Eingangsgröße iB.

Berechnung der Stromverstärkung

  • Ein Transistor in Emitterschaltung hat eine hohe Stromverstärkung.
  • Durch Belastung mit RL (Eingangsimpedanz einer Folgestufe) wird die Stromverstärkung verringert.
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Die Wechselspannungsverstärkung

In der oben dargestellten Wechselstromersatzschaltung erkennt man, dass die Eingangsspannung ue an der Reihenschaltung rBE und β·RE den Basisstrom iB erzeugt. Der Transistor liefert mit β·iB am Ausgangswiderstand die Ausgangsspannung ua. Aus dem Spannungsverhältnis kann die Spannungsverstärkung hergeleitet werden:

Berechnung der Spannungsverstärkung

  • Ein Transistor in Emitterschaltung hat eine hohe Spannungsverstärkung.
  • Ein wirksamer Emitterwiderstand setzt die Spannungsverstärkung herab.
  • Durch Belastung mit RL (Eingangsimpedanz einer Folgestufe) wird die Verstärkung verringert.
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Die Stromgegenkopplung und der Emitterkondensator

Der hier untersuchte Transistorverstärker hat einen Emitterwiderstand. Er bewirkt durch Stromgegenkopplung die Arbeitspunktstabilisierung und macht die Schaltung unempfindlich gegen Exemplarstreuungen beim Ersatz des Transistors. Noch zu behandeln ist sein bedeutender Einfluss zur Linearisierung der Verstärkung. Damit vermindert er die ohne ihn am Ausgang auftretenden Signalverzerrungen. Neben diesen Vorteilen ist die Verringerung der Spannungsverstärkung ein beachtenswerter Nachteil.

Der verstärkte Basisstrom fließt als Emitterstrom durch den Emitterwiderstand und verursacht die Emitterspannung. Sie ist zur Eingangsspannung gleichphasig. Der Transistor verstärkt nur die Spannung an der Basis-Emitterstrecke, also die uBE. Sie ist die Spannungsdifferenz zwischen Eingangsspannung uB0 und der Emitterspannung uE0. Wird der Emitterwiderstand verkleinert, so erreicht man die gleiche Verstärkung schon mit wesentlich kleinerer Eingangsspannung. Die Grafik zeigt die bei Stromgegenkopplung auftretenden Spannungen, die zur Steuerspannung (rot) am Transistor führen.

Schaltung mit Steuerspannung und Diagramm

Eine größere Signalverstärkung oder eine gleiche Verstärkung bei kleinerem Eingangssignal kann durch das Parallelschalten eines Kondensators zu RE erreicht werden. Kondensatoren sind frequenzabhängige Widerstände, die mit höherer Frequenz niederohmiger werden. Bei richtiger Dimensionierung ist ein zum Emitterwiderstand parallel geschalteter Kondensator so niederohmig, dass die Signalgegenkopplung aufgehoben wird. Da der Kondensator für Gleichstrom einen extrem hohen Widerstand besitzt, bleibt die Wirkung des Emitterwiderstands zur Stabilisierung des Arbeitspunkts unbeeinflusst.

Verstärkung mit Emitter-C

Ohne Emitterkondensator hatte der Transistor eine Leerlaufverstärkung von Vu = 11. Mit CE = 220 ... 470 μF erreicht man für ein unverzerrtes Ausgangssignal eine Verstärkung von Vu = 260. Die maximale Spitzenspannung von 11 V am Ausgang bei unverzerrtem Sinussignal mit wirksamem RE wird bei aufgehobener Signalgegenkopplung durch CE nicht mehr erreicht. Die dargestellten 6,5 Vs sind das Maximum. Die Stromverstärkung bleibt unbeeinflusst. Die Leistungsverstärkung als das Produkt aus Strom- und Spannungsverstärkung erreicht durch CE ebenfalls viel höhere Werte.

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Die untere Grenzfrequenz der Emitterschaltung

Zu Beginn wurde das Übertragungsverhalten des Transistorverstärkers mit aktiver Stromgegenkopplung dargestellt. Verantwortlich für die untere Grenzfrequenz ist der Einkoppelkondensator in Verbindung mit der Eingangsimpedanz der Schaltung, die zusammen einen Hochpass bilden. Manchmal muss auch noch der Generatorinnenwiderstand, das kann die Ausgangsimpedanz einer vorgeschalteten Stufe sein, mit berücksichtigt werden, da er mit der Eingangsimpedanz eine Reihenschaltung bildet.

Berechnung der Grenzfrequenz durch Koppel-C

Die weiter oben berechnete und messtechnisch ermittelte Eingangsimpedanz betrug 3,2 kΩ. Der Einkoppelkondensator hat eine Kapazität von 10 μF. Die untere Grenzfrequenz des gegengekoppelten Transistorverstärkers errechnet sich damit zu 5 Hz und entspricht dem Ergebnis des Bodediagramms.

Wird die Signalgegenkopplung durch einen Emitterkondensator aufgehoben, so liegt das Eingangssignal an der Reihenschaltung von rBE und CE. Das entspricht auch einem Hochpass, da das Steuersignal als Ausgangssignal nur am dynamischen Widerstand rBE anliegt. Der zu diesem Hochpass parallel liegende Basisspannungsteiler hat hierbei keinen Einfluss auf die Grenzfrequenz. Der Basis- und der Kollektorstrom beeinflussen den Emitterkreis, folglich hat der Emitterkondensator zusammen mit dem Verstärkungsfaktor β einen bedeutenden Einfluss auf die untere Grenzfrequenz.

Berechnung der Grenzfrequenz durch Emitter-C

Durch den Vergleich beider Bestimmungsgleichungen für fgu erkennt man, dass sich der Emitterkondensator weitaus negativer als der Einkoppelkondensator auf die untere Grenzfrequenz auswirkt, die in den Bereich höherer Frequenzen verschoben wird. In der folgenden Bestimmungsgleichung sind beide Kondensatoren berücksichtigt.

Berechnung der Grenzfrequenz mit beiden C

Zur Berechnung muss die Eingangsimpedanz der Stufe für die Wechselspannung bekannt sein. Sie ist ohne wirksamen Emitterwiderstand wesentlich niedriger und wird jetzt durch den dynamischen Eingangswiderstand des Transistors rBE bestimmt. Für die hier untersuchte Schaltung wurde er anfangs aus einer Strom-, Spannungsmessung zu 535 Ω errechnet. Bei der experimentellen Bestimmung nach der halben Spannungsmethode liefert das Simulationsprogramm für verschiedene Emitterkondensatoren einen durchschnittlichen Wert von rBE = 480 Ω. Das Bodediagramm zeigt die Messergebnisse.

Diagramm der AC-Frequenzanalyse

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Berechnung der Kapazitätswerte

Bisher wurden die Kapazitätswerte frei gewählt und ihr Einfluss untersucht. In der Praxis sollen zu geforderten Eigenschaften der Verstärker die Bauteile berechnet werden. Zu einer gegebenen unteren Grenzfrequenz sind die Kapazitätswerte der Hochpassglieder zu errechnen.

Bei Grenzfrequenz ist die Verstärkung um 3 dB geringer. Sind mehrere Hochpassglieder in der Schaltung, so schwächt jede Stufe für sich um 3 dB. Bei zwei Pässen sind das 6 dB bei drei 9 dB. Alle Hochpässe zusammen sollen bei der Verstärkergrenzfrequenz nur mit der Dämpfung 3 dB wirken. Die Einzelstufe muss somit für eine geringere Schwächung berechnet werden.

Berechnung der Grenzfrequenz-Stufen

Mit der Anzahl der beteiligten Hochpässe wird der Schwächungsfaktor errechnet. Die zweite Bestimmungsgleichung liefert einen Pseudowert der Grenzfrequenz, der kleiner ist als die Verstärkergrenzfrequenz. Mit dem Pseudowert können dann die einzelnen Kondensatoren mit den weiter oben hergeleiteten Gleichungen errechnet werden. Dabei ist es zu beachten, dass der richtige Eingangswiderstand eingesetzt wird.

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Die obere Grenzfrequenz der Emitterschaltung

Sperrschichtkapazitäten am Transistor
Alle Schaltkapazitäten, die den Signalweg nach Masse ableiten und daher Tiefpasswirkung zeigen, beeinflussen die obere Grenzfrequenz. Der Transistor besitzt in seinen Diodenstrecken sogenannte Sperrschichtkapazitäten. Im NF-Bereich können sowohl die Kapazitäten der Kollektor-Emitterstrecke und der Basis-Emitterstrecke vernachlässigt werden, da sie nur wenige Picofarad betragen.

Auf die Ausgangsspannung ua bezogen bildet die Kollektor-Basiskapazität CCB mit dem Eingangswiderstand re einen Hochpass. Die Spannung teilt sich auf in uC und ue. Mit höheren Frequenzen wird die Spannung am Kondensator kleiner und an re entsprechend größer.

Da die Emitterschaltung ein zum Eingang gegenphasiges Signal liefert, wird mit höherer Frequenz das eigentliche Eingangssignal immer mehr gedämpft. Es handelt sich um eine frequenzabhängige Rückkopplung in Form der Spannungsgegenkopplung.

Ein besonderes Kapitel liefert spezielle Informationen zur Rückkopplung. Hier werden die Verhältnisse für die obere Grenzfrequenz hergeleitet, wo die aktuelle Verstärkung bei Gegenkopplung um 3 dB geringer ist als ohne Gegenkopplung.

fgo-Bestimmungsgleichung

Diese Bestimmungsgleichung kann messtechnisch an einer realen Transistorschaltung bestätigt werden. Die Schaltungssimulation ergab kein sinnvolles Ergebnis für die obere Grenzfrequenz. In den Datenblättern wird für die Kollektor-Basiskapazität ein typischer Wert von 2 pF angegeben. Mit der zuletzt gemessenen Spannungsverstärkung von Vu = 260 und dem Eingangswiderstand re = 480 Ω beträgt fgo = 265 kHz und ist niedriger als erwartet. Multisim zeigt mit 110 MHz einen viel zu hohen Wert an. Für die Transitfrequenz des BC 548 werden 300 MHz angegeben. Bei einer Verstärkung von 260 ist dann eine Bandbreite und damit obere Grenzfrequenz von 1 MHz zu erwarten.

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Anwendung der Emitterschaltung

Die Emitterschaltung ist universell anwendbar. In den meisten Fällen wird sie wie dargestellt mit Stromgegenkopplung und Basisspannungsteiler betrieben. Sie zeichnet sich durch eine hohe Spannungs- und Stromverstärkung aus. Sie erzeugt eine hohe Leistungsverstärkung. Es ist die einzige Transistorschaltung mit einer Phasendrehung von 180° zwischen Eingangs- und Ausgangssignal. Mit Wechselstromgegenkopplung bleiben selbst bei hoher Verstärkung die nichtlinearen Verzerrungen im Ausgangssignal gering.

Zu den Nachteilen kann die teilweise niedrige bis nur mittelhohe Eingangsimpedanz zählen. Für hohe Frequenzen ist bei großer Verstärkung die Rückwirkkapazität der Kollektor-Basis-Sperrschicht störend, wodurch die Verstärkung frequenzabhängig wird.